基于环形振荡器的压控振荡器的频率设计

1  背景                       压控振荡器(VCO)是时钟恢复电路中的锁相环电 路的核心电路。与基于 LC 振荡器的 VCO 相比, 基于             环形振荡器的 VCO 有频率调节范围大(>50%), 芯片面             积小, 制造工艺简单的优势。故在现在很多应用中(如             无线接收设备)都采用环形振荡器 VCO。在 VCO 的设             计过程中, 很重要的一步是根据具体应用的需要调节 VCO 的可达频率范围和中心频率。对于环形振荡器             VCO 而言, 调整延迟环节的数目只能粗略地调节 VCO             的振荡频率, 更细致的调节只能对延迟电路内部元件 参数进行调节, 进而达到具体应用需求的频率范围。 作为一个优秀的环形振荡器 VCO 设计, 文献中提             出的环形振荡器 VCO 的电路较其它类型的电路有结             构简单, 噪声性能好, 可达频率范围广的优势。在后面 的文章中, 将基于文献 1 中的电路, 仿真分析 VCO 的             频率设计方法。在第二、三部分, 文章仿真分析了单个 延迟环节电路的的延迟特性。在第四、五部分, 文章仿 真分析了延迟环节内器件参数对 VCO 频率的影响。在             第六部分, 文章**后总结出一种对于一般的环形振荡 器 VCO 频率设计的方法。 2  单级延迟电路分析 环形振荡器延迟环节电路如图 1 所示, 测试电路 电源电压为 1.8- V 输入端为一对标准差分方波 , 周期 为 2- ns, 占空比为 50%。   输入电压没有跳变时 ,  差分电路中只有控制管 PM0 和 PM2 或 PM1 导通, 且 2 个导通的 MOS 管在一   个通路上, 其导通电流相等, 且 PM2/PM1 的漏极与栅 极相连, 处于饱和状态。现假定 PM2 导通, PM1 截止。   此时, PM2 的漏极和栅极电压都为 0 V,  而 PM0 的源   极电压为 1.8- V。两管串联导通电流相等, 故控制电压   vcon 降低时, PM2 的源极电压(即 PM0 的漏极电压)将   升高, PM2、PM0 两管的导通电流将升高。当 vcon 足够 高时, PM0 的漏极电压可以足够低以保证 PM0 处于饱   和状态。但当 vcon 降到一定电压, PM0 的漏极电压同   时随之升高, PM0 将进入线性区。总之, 通过 vcon 可以 控制在输入电压处于稳态时 PM0 的导通电流, 该电流 将直接影响当输入电压跳变时, 输出电压随之跳变的   延迟。在 vcon 足够低,  使 PM0 工作在线性区时, PM0   起可调电阻的作用, vcon 对单级延迟的调节效果不明 显 ; 在 vcon 足够高 , 使 PM0 工作在饱和区时 , PM0 起   可调电流源的作用, vcon 对单级延迟的调节效果很明 显;  在 vcon 进一步升高,  使 PM0 进入截**区后, PM0 截** vcon 对单级延迟的调节效果也不再明显。
对于输入电压跳变时的分析, 我们仍然假定输入电压跳变前 PM0、PM2 导通, 即输入电压跳变前, Vin+
 
= 0- V, Vin- = 1.8- V, Vout+ = 0- V, Vout- = 1.8- V。输入电压跳变时, Vin+由 0- V 跳变到 1.8- V, Vin- 由 1.8-V 跳变到 0- V。
 
当输入电压对发生跳变 , NM2 管立刻被截断 , 流过 PM2 管的导通电流开始对 out+端的总等效电容充电, Vout+开始上升。同时, NM1 管立刻被导通, out- 端的总等效电容通过 NM1 管开始放电, Vout- 开始下降。随着两个输出端充放电 , out- 端电压下降将使 PM1、 PM4 管的 Vgs(栅源电压)和 PM3 管的 Vds(漏源电压)逐
渐增加, 同时使 NM1 的 Vds 减小。out+端电压上升将使
 
PM2、PM3 管的 Vgs 和 PM4 管的 Vds 减小。所以在 out+
 
端 , PM2 管的充电电流将变小 , PM4 管也将开始导通对总等效电容充电, 并将在 PM2 管关断后继续保持充电** Vout+达到 1.8 V。同时在 out- 端, NM1 的放电电流将减小, PM3 管将逐渐开始导通对总等效电容充电然然后逐渐再被关断, PM1 管将逐渐开始导通充电并**终保持导通。由于 NM1 管的 Vgs 从输入电压跳变开始就保持 1.8- V, 充电电流将不会超过放电电流, 放电
 
持续到 Vout- 降为 0- V。
 
当 vcon 足够小时 , 充电端(out+)的初始充电电流
 
大 , 且 PM2 的源极电压高, Vout+上升快。Vout+的快速上升将使 PM3 管的 Vgs 很快变小, 使 PM3 管产生的充电电流对于放电端(out- )的放电过程影响不大。
 
当 vcon 升高, 充电端(out+)的初始充电电流变小,
 
且 PM2 的源极电压变低 (PM2 的导通充电时间变短),这都将导致 Vout+上升变慢。Vout+的缓慢上升将增大 PM3 管的充电电流对放电端(out- )在放电过程的影响,使一段时间内 Vout- 下降非常缓慢(几乎保持不变)。直#p#分页标题#e#
 
** Vout+上升到足够高使 PM3 截止, Vout- 才将重新快速下降** 0 V。
 
3 单级延迟电路仿真结果
 
当控制电压 vcon=0.4 V 时, 瞬态仿真结果波形如
 
图 2。从输出端波形可以看出, 输出波形上升沿和下降沿基本对称。
当控制电压 vcon=1.4 V 时, 瞬态仿真结果波形如
 
图 3。从输出端波形可以看出 ,  输出波形上升沿与
 
vcon=0.4 V 大致相同, 下降沿明显分成了 2 个阶段。
 
4  VCO 振荡频率分析
 
环形振荡器 VCO 的振荡频率是各级延迟电路的延迟时间的叠加, 故延迟环节级数确定的情况下, 延迟电路输出对输入跳变的延迟时间决定了 VCO 的振荡频率。
 
* PM0 对 VCO 振荡频率的影响由之前的延迟电路分析可知, 决定延迟时间**主
要的因素是输入电压稳态时的导通电流大小 , 这主要
* PM1、PM3、PM2、PM4 对 VCO 振荡频率的影响
 
在 PM0 的宽长比确定的情况下, 由于延迟环节输出端电压上升时前期的充电电流主要由 PM0 的导通电流决定, PM3、PM1、PM4、PM2 的宽长比对该电流影响不大。另一方面, 减小 PM1、PM3、PM2、PM4 的宽长
 
比 , 特别是 PM3 和 PM4 的宽长比, 可以大大减小延迟
 
环节输出端电压下降时的充电电流, 大大提高放电速 度。同时电压下降的输出端电压下降速度的加快也会
增加相对应的电压上升的输出端的 PM3 或 PM4 的充 术
电电流 ,  从而提高输出端的电压上升速度。故减小  
PM3、PM1、PM4、PM2 的宽长比 ,  特别是 PM4 和 PM3 创
的宽长比, 可以较大的提高 VCO 的振荡频率。
* NM1、NM2 对 VCO 振荡频率的影响
 
 
在 PM0 的宽长比确定的情况下 ,  略微增加 NM1
 
与 NM2 管的宽长比, 可以提高延迟环节输出端电压下降时的放电速度, 进而提高 VCO 的振荡频率。但 NM1
 
与 NM2 管的寄生电容同时也是前一级延迟环节的输
 
出 端的负载电容 , 它们的宽长比增加(面积增大)也会增加寄生电容 , 故调整 NM1 与 NM2 管的宽长比对 VCO 的振荡频率的影响相对较小。
* PM0 管以外的 MOS 管对 VCO 可达振荡频率
 
的 影响
 
在 PM0 的宽长比确定的情况下, 调整 VCO 的振荡频率主要是调整输出端放电时的放电电流。而在 VCON 较低时 , 放电的输出端的放电电流受 PM1 与 PM3 或 PM2 与 PM4 的充电电流影响较小。故不论减小 PM1、PM3、PM2、PM4 的宽长比还是增加 NM1、NM2
 
的 宽长比 , 对振荡频率的影响在 VCON 较低时都比 VCON 较高时小。即, 通过调整除 PM0 外的 MOS 管提高 VCO 的频率, 高频的提高会较低频的提高少, 从而减小 VCO 的可达频率范围。
 
* 与粗略的定量分析结果比较由于在信号跳变时, 环形振荡器中的 MOS 管的工
 
作状态在截止和饱和状态间迅速变化, 其定量分析属于大信号分析 , 精确的计算很复杂 , 且**后的结果中需要的很多参数的准确值在实际设计中也不易得到。而对于设计工作来说, 有价值的是 MOS 管参数与振荡
频率之间的关系, 故粗略的定量分析或者对电路工作
过程的定性分析就已经足够。粗略的定量分析结果直
观, 定性分析对电路的工作的理解更加深刻。对于本
环形振荡器的粗略定量分析, 文献 1 中的结果是:

其中 g∝W/L, CL 为单输出端总等效电容。可见粗略的定量分析的结果与以上的定性分析结果是一致
 
的 , 且定性分析的结果更加细致。
 
* 环形振荡器 VCO 的频率设计总结
 
环形振荡器 VCO 的频率设计是延迟环节的级数
 
调节与延迟环节的延迟调节相结合的设计过程。对于延迟环节的延迟调节, 充分分析电路充放电的过程是
 
很重要的。电路的延迟调节就是对影响充放电速度的关键电路器件的参数调节。
 
5  VCO 仿真结果

结合具体应用, 作者设计了一个中心振荡频率约#p#分页标题#e#
术 622 MHz 的 VCO 用于 SDH 系统的时钟恢复。该设计
 
是基于 0.18 μm CMOS 制造工艺的([1]中的电路是基
 于 0.5 μm CMOS 制造工艺的)。考虑到制造工艺、工作
 
新 环境温度以及电源电压偏差的影响, 频率调节范围在标准条件下(标准工艺库、27 ℃、电源电压 1.8 V)约为
 
400 MHz~1.2 GHz。
 
VCO 整体电路由 4 级延迟环节和一个输出波形调整、缓冲电路构成, 如图 4 所示。该设计在标准条件下(标准工艺库、27 ℃、电源电压 1.8 V)的频率调解范
 
围的仿真结果如图 5 所示。

6 结论
 
本文作者创新点: 在环形振荡器 VCO 的设计过程中, 频率设计是**基本也是**重要的一步。在[1]中的电路路基础上, 本文针对 SDH 时钟恢复系统的频率设计需要, 设计了一个大频率调节范围 (75%) 的高频
VCO。进一步, 本文总结出一种更高效的环形振荡器
 
VCO 频率设计的分析设计思路。
 
这种基于定性分析的频率设计思路, 建立在对电路的直观深入的理解上, 避免了繁琐的公式计算, 是
 
一种高效的设计方法。